ZVS反激開關電源實例

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ZVS反激開關電源實例

反激式開關電源是指使用反激高頻變壓器隔離輸入輸出回路的開關電源。

1. 反激應用中MOSFET的損耗分析

MOSFET的損耗主要包括如下幾個部分：

1導通損耗

導通損耗是比較容易理解的，即流過MOSFET的RMS電流在MOSFET的Rdson上的I^2R損耗。降低這個損耗也是大家較容易想到的，例如選用更低Rdson的管子，設計變換器進入更深的連續模式來降低RMS電流等。然而需要注意的是，Rdson和Q互相矛盾，后面，只能在兩者之間找到一個平衡點。

2關斷損耗

關斷損耗即MOSFET在關斷狀態下，流過MOSFET的漏電流和MOSFET承受的電壓之積。通常這項損耗是大家忽略的，實際上也是完全可以忽略的。例如一個耐壓600V左右的MOSFET，即便在150°C下，漏電流也僅僅是uA級的，帶來的損耗也僅僅是mW級的。

3開關損耗

開關損耗包括開通損耗和關斷損耗。開通損耗指的是MOSFET開通期間Ids上升和Vds下降交叉面積帶來的損耗;關斷損耗指的是MOSFET關斷期間Ids下降和Vds上升交叉面積帶來的損耗。

不論是開通損耗還是關斷損耗，主要是發生在米勒電容放電或者充電區間，即決定開關損耗的主要是米勒平臺的時間以及開關頻率。

對于目前的反激式應用，由于開關頻率普遍偏低(絕大多數低于100KHz)，并且高壓輸入下CCM的深度很淺(對于全電壓工作的電源適配器，絕大多數低壓CCM工作的，高壓基本上工作于DCM或非常接近DCM)，同時加上MOSFET的進步(CoolMOS和Super Junction大大降低了Crss)，實際應用中MOSFET的開通損耗是比較小的。拿一個使用CoolMOS或Super Junction MOSFET的電源，驅動開通電阻從幾歐到幾十歐甚至上百歐變動，效率幾乎不受影響。

由于反激原邊MOSFET關斷發生在較大電流處，因此關斷損耗通常比較可觀。為了降低關斷損耗，通常從加快關斷速度上想辦法。

4容性損耗

這里把容性損耗獨立于開關損耗來討論。容性損耗指的是MOSFET開通瞬間，DS間寄生電容通過MOSFET DS直接放電產生的損耗。我們經常可以看到原邊電流波形并非一個理想的三角形或梯形，而是在開通瞬間存在一個電流尖峰，導致峰值電流控制模式的IC不得不做前沿消隱。

從一個MOSFET的規格書中，通常可以看到兩個可以用來直接估算容性損耗的參數，Eoss和Co(er)。拿英飛凌較新一代的CoolMOS IPD70R360P7S舉例：

Eoss@400V=1.8uJ，Co(er)=27pF(Vds=0~400V)

如果把Co(er)乘以Vds(400V)的平方再除以2，得到能量2.16uJ，和Eoss基本一致。

比較簡單的估算，如果開關頻率f=100KHz，則Vds=400V下的容性損耗約：

Pco=Eoss*f=0.18W

在實際應用中，這個損耗很可能是被低估的，有如下原因：

首先實際應用中，264VDC輸入下，輸入直流電壓374V，如果反射電壓100V，那開通瞬間的Vds電壓可能在374-100=274V(QR)到374+100=474V之間，即實際的Eoss可能大于或者小于規格書給出的值;

其次實際應用中，MOSFET的DS間等效電容不僅包含MOSFET本身電容，還有變壓器寄生電容，后者很可能大于前者，這種情況下，實際Eoss損耗會遠大于計算值。

5驅動損耗

驅動損耗即Ciss的充放電損耗，計算方法如下：

Pdrv=Qg*Udrv*f

通常應用下也被忽略，一方面由于MOSFET的進步，Qg有了顯著的降低，一方面頻率比較低。例如IPD70R360P7S，Qg=16.4nC(Vgs=0~10V，Vds=400V)，驅動電壓10V，工作頻率100K下，驅動損耗僅為：

Pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mW

需要注意的是，與前面幾項損耗不同，驅動損耗雖然是MOSFET的結電容充放電導致的，但絕大部分沒有損耗在MOSFET上，而是損耗在驅動IC和驅動電阻上。

2. ZVS的實現方案

ZVS即在MOSFET驅動到來前，Vds電壓已經為零了。由于節點電容上電壓的存在，要實現ZVS，需要一個和勵磁電流反向的電流流過變壓器原邊電感。傳統的QR，由于退磁后變壓器初級電感的初始電壓即副邊反射電壓，振蕩是阻尼的，因此開關節點可能達到的較低電壓只能是Vin-Vor，能不能ZVS取決于輸入電壓和反射電壓。對于寬范圍輸入，不太可能全輸入范圍實現ZVS;如果再加上寬范圍輸出(比如PD協議5-20V輸出的適配器)，ZVS的實現就愈發困難。

為了實現這個反向的電流，對電感而言，只需對它反向勵磁，有源鉗位反激就是這樣一個思路。

實例解密“ZVS反激開關電源”！

相對于傳統反激，有源鉗位反激中RCD吸收不可控導通的D變成了可控導通的MOSFET，鉗位電容容值遠大于吸收電容。漏感能量存儲在鉗位電容中，在鉗位電容上形成一個相對平穩的電壓。在原邊主MOSFET開通前，如果先將鉗位管開通一段時間，原邊電感將反向勵磁，關斷鉗位管后，勵磁電流方向不變，這個電流抽取結電容電荷，較后實現主MOSFET的ZVS。

有源鉗位的好處是不僅實現了ZVS，同時能夠回收漏感能量，但從電路結構上，增加了一顆高邊鉗位管，控制IC需要高壓浮區，成本大幅上升。

本文要討論的ZVS反激，講的是不改變傳統反激電路基本結構，不增加額外的器件，僅從控制上想辦法來實現。

前面提到，為了實現ZVS，需要在原邊管開通前，在原邊電感上形成原邊一個負電流，即原邊電感需要反相勵磁。ACF根本方法就是在原邊電感上直接反相勵磁，代價是必須增加一個可控開通和關斷MOSFET。

對于Flyback，變壓器本質上是一個耦合電感，要在原邊電感形成負電流，這反相勵磁其實是可以從任一繞組上來操作的，因為關斷后，能量可以從任一繞組釋放。基于這個原理，ZVS的實現就變得相當簡單了。試想一下，工作在DCM下，帶有有同步整流的Flyback，如果副邊退磁完成后同步整流繼續保持開通，那么輸出電壓將會從輸出繞組對變壓器勵磁，只要在原邊開通前一定時間內關斷同步整流，變壓器內存儲的能量就會尋找途徑釋放，而此時，它就會反抽原邊開關節點電容形成負電流，只要勵磁能量足夠，反抽時間(同步整流關斷到原邊開通的死區時間)合適，就能確保零電壓開通。
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當然，勵磁可以在變壓器上其他任何一個耦合的繞組上進行。

先上第一個原理圖，是我前兩年搭的一個實驗電路，用一個定頻PWM控制器配合一些數字邏輯電路，實現同步整流與原邊驅動的互補輸出，同時留有死區，這個電路經過驗證，DCM下可以從副邊同步整流倒灌，實現原邊零電壓開通。至于原理，相信大家仔細看看都能理解。

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| 發布時間：2017.11.20 來源：電源廠

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