120W\24V電源適配器模塊的電路設計

設計要求

  ①輸入電壓:AC85~265V,50Hz

  ②輸出電壓:DC16~24V?

  ③輸出電流:5.0A

  ④電網調整率:±1%?

  2.設計步驟

  根據設計要求,現以圖8-12所示的原理圖來說明設計步驟。

120W?24V電源適配器穩壓電源原理圖

(1) 器件選擇

根據設計要求選擇TOP248Y作為電源適配器器件?這時TOP248Y工作在輸出功率的上限,電流設定在較大值,即將Ⅹ端直接與源極相連?而過壓值設定在DC450V,若輸入電壓超過此值,則topswitch-gx將自行關斷,,直到輸入電壓恢復正常值, topswitch-gx又自行恢復啟動?頻率選擇端F也與源極直接相連,此時開關工作頻率設定在132kHz脈沖變壓器的初級電感(即勵磁電感)Lm中的電流與電壓的關系近似為:

(2) 脈沖變壓器的設計要求

I(8-9式中:Uo為初級電感兩端的電壓,r為開關脈沖寬度  由上式可知:脈沖變壓器的初級電感值要適當,一般在300~3000yH之間?輸出功率大的情況應取低限;反之,則取上限?變壓器初級電感不能太小,太小會造成Topswitch-GX系列中MOSFET的漏極電流太大,使開關損耗增加,同時易造成過流保護動作,使電源難以啟動?同樣初級電感也不能太大,太大則不能滿足輸出功率的要求

  (3)電源次級電路的設計

次級電路主要是選擇整流管和濾波電容?整流管的選擇應根據輸出電流和電壓進行,其較大值的選擇為

TRLC≈2lo=2×5=10(A)o×D(8-12)

式中,U0為輸出電壓;Io為輸出電流;Uas為較大輸入直流電壓;D=n為開關的較小占空比n為脈沖變壓器的變比

  將Ulms=375V,Uo=24V,Dn=0.18代入式(8-12)得到脈沖變壓器的變比為N≈4

  此時脈沖變壓器的初級勵磁電流為Im=5/4=1.25(A)(8-13)此值遠小于TOP248Y的漏極電流(7.2A)

  電源適配器次級整流管在輸出電壓較低的情況下,一般采用肖特基二極管,用來減小二極管的損耗?當輸出電壓較高時,則需要采用快恢復二極管(如圖8-12中VD2);當開關頻率較高時,應采用超快恢復二極管作整流管,以減小其反向電流對初級的影響

  濾波電容C7的容量應滿足輸出電壓紋波的要求,L1及C8應能有效地濾除開關所產生的噪聲影響

  (4)反饋調整電路的設計

  反饋調整電路采用光耦和可調三端穩壓器TL431組成的調整電路,如圖8-12所示電路中的VR2?R5?R7?R10?R11和R6組成的輸出電壓調整電路?R5作為光耦的限流電阻,并不能影響電路的檢測環路的增益?在啟動瞬間,檢測光耦輸出電流,從而改變控制端C的電流實現預調整,以確保適配器在低電網電壓和滿載啟動時達到規定的調整值?R9?C10?C11和R4?C4組成環路補償電路

  3.設計中應注意的問題

  Topswitch-GX系列電源適配器若設計得當,則較容易滿足設計要求;若設計不當,則會出現一些不正常現象?在設計24V電源適配器時應注意以下幾個問題

①因為24V電源適配器的輸出功率較大,故要求脈沖變壓器的漏感應盡可能小,特別是在低壓大電流的情況下更應如此?脈沖變壓器的初?次級繞組應相間繞制?即使這樣,脈沖變壓器漏感中儲存的能量仍有可能超過瞬態抑制二極管VR1的功率容量,因而用R2?R3和C2與VR1并聯,將漏感中的能量部分地損耗在R2?R3上,以保證VR1的工作可靠性;同時又將電壓鉗位在DC200V,使topswitch-gx在電源啟動與過載條件下,確保器件內部MO)SFET的漏極電壓低于DC700V?

  ②輸出濾波電容的等效串聯電阻應盡可能小,特別是在低壓大電流的情況下更應如否則由于電容損耗增大而大大降低24V電源適配器的可靠性?

  ③光耦的輸出端應靠近控制端C,控制端C的濾波電容應靠近源極;另外多功能端LF或M與源極連接線也應盡可能短,同時要遠離漏極,以減小電源噪聲?